قطعات نیمه‌هادی به کار رفته در یک منبع تغذیه سوئیچینگ;سوئیچ های قدرت

کشف و دستیابی به قطعات ارزان قیمت نیمه هادی نقطه عطفی در تاریخ منابع تغذیه سوئیچینگ محسوب می شود. این مفهوم از دهه 1930 شناخته شده است، اما در آن زمان منابع تغذیه کمتری با استفاده از تکنیک سوئیچینگ ساخته می شد. نیمه هادی ها مزایای زیادی برای طراح فراهم می کنند که از جمله آن ها می توان به اندازه کوچک، سرعت بالا و استفاده آسان از آن ها را نام برد. تکنولوژی منبع تغذیه سوئیچینگ از آخرین فناوری و پیشرفت های نیمه هادی ها استفاده می کند. امروزه نیمه هادی ها به یک سطح بالایی از پیچیدگی ها و تکامل در رابطه با کاربرد آنها در منابع تغذیه سوئیچینگ رسیده اند. با وجود این همه تکامل در نیمه هادی ها، آن ها آسیب پذیرترین قطعات در یک منبع تغذیه سوئیچینگ می باشند. بنابراین برای طراحی یک منبع تغیه پایدار و قابل اطمینان، طراح نه تنها باید نحوه استفاده از آن ها را بلد باشد، بلکه دلیل خرابی‌شان را نیز باید بداند.

 ترانزیستورهای قدرت دوقطبی

ترانزیستورهای دو قطبی به عنوان سوئیچ قدرت در منابع تغذیه سوئیچینگ از زمان ظهور نیمه هادی ها مورد استفاده قرار می گرفتند. ولی آن ها کم کم جای خود را به ماسفت های قدرت دادند و الان در کمتر منبع تغذیه از ترانزیستورهای دوقطبی قدرت جهت سوئیچینگ استفاده می شود.

این مطلب میتونه در شناخت ترانزیستورها مفید باشه:انواع ترانزیستورها

درایو کردن بیس ترانزیستور

ولی تزانزیستورهایی که در منابع تغذیه سوئیچینگ به کار می روند در ناحیه اشباع کار می کنند. چون در ناحیه اشباع افت ولتاژ کلکتور-امیتر به حداقل مقدار خود و جریان کلکتور به حداکثر مقدار خود می رسد. در واقع در این حالت عملکرد ترانزیستور به سوئیچ ایده‌آل نزدیکتر می باشد. در نتیجه رابطه بالا به صورت زیر در می‌آید.

این به این معنی است که طراح باید جریان بیس ترانزیستور را به حد کافی بالا در نظر بگیرد تا ترانزیستور بتواند وارد ناحیه اشباع شود. در این صورت تلفات ترانزیستور به خاطر پایین بودن ولتاژ کلکتور-امیتر، حداقل می شود. بنابراین طراح برای محاسبه جریان بیس، باید بدترین شرایط را در نظر بگیرد. یعنی از حداقل مقدار بهره جریان ترانزیستور برای رسیدن به جریان پیک از قبل تعیین شده استفاده کند.

مقدار این جریان پیک توسط سلف فیلتر خروجی، ولتاژ ورودی، عرض پالس ها و به بار بستگی دارد.

درایو بیس ثابت (fixed base drive)

یک روش معمول برای درایو کردن ترانزیستورها، استفاده از روش درایو بیس ثابت (fixed base drive) می باشد. در این روش جریان زیادی وارد بیس ترانزیستور می شود. و این جریان بالا مشکلاتی را برای طراح به وجود می آورد. اگر این جریان از طریق شبکه ورودی تامین شود، تلفات مدار درایور بیس (V_in .I_b)به شدت بالا خواهد بود. روش های زیادی برای کاهش این تلفات وجود دارد. یکی از این روش ها اضافه کردن سیم پیچ اضافی به ترانسفورمر برای ایجاد ولتاژ پایین نسبت به ولتاژ شبکه ورودی می باشد. این عمل باعث کاهش تلفات درایور بیس می شود. در این روش سرعت قطع شدن ترانزیستور به خاطر رفتن به حالت اشباع، کمتر می باشد. در منابع تغذیه غیر بهینه تلفات مدار درایور بیس ثابت، تقریبا 40درصد از کل تلفات منبع را شامل می شود.

روش درایو تناسبی (proportional base drive)

روش دیگر برای درایو کردن بیس ترانزیستور استفاده از روش درایو تناسبی (proportional base drive) می باشد. این روش، جریان کافی برای نگه داشتن ترانزیستور در یک لحظه در حالت اشباع را تامین می کند. و از آنجایی که این جریان از یک منبع ولتاژ پایین تامین می شود، تلفات این روش نسبت به روش قبلی پایین می باشد. همچنین سرعت قطع ترانزیستور در این روش بالاتر می باشد. بنابراین نحوه درایو کردن ترازیستور تاثیر زیادی بر راندمان منبع تغذیه دارد.

شکل 1-5 مدارهای درایور بیس ترانزیستورهای قطبی

سرعت سوئیچ ترانزیستورهای دوقطبی خیلی آرام تر از ماسفت های قدرت می باشد. همچنین سرعت سوئیچ ترانزیستورهای قدرت بستگی زیادی به مدار درایور آن ها دارد (شکل 2-5). در روش درایو ثابت، سرعت سوئیچ بین 100نانوثانیه تا 1.5 میکروثانیه می باشد. در منابع تغذیه سوئیچینگ، سرعت سوئیچ تاثیر مستقیمی بر تلفات سوئیچینگ دارد. تلفات ترانزیستور در مدت زمان صعود و نزول آن یعنی مدت زمانی که ترانزیستور از حالت روشن به حالت خاموش و یا بر عکس می رود، اتفاق می افتد. در این لحظه کوتاه ممکن است صدها وات توان در ترانزیستور تلف شود.

میزان سرعت سوئیچینگ ترانزیستور بستگی زیادی به نرخ شارژ و دشارژ خازن بیس-امیتر دارد. همین امر طراحی مدار درایور برای ترانزیستور را سخت تر می کند. در مدت زمان روشن بودن ترانزیستور، مدار درایور باید به صورت یک منبع جریان عمل کند و خازن را با نرخ مناسبی شارژ کند و در مدت زمان خاموشی ترانزیستور، باید یک مسیر کم مقاومتی را برای تخلیه سریع این خازن فراهم آورد. درایورهای بهینه از دو ترانزیستور pull-up و pull-down مانند توپولوژی totem-pole برای درایو کردن بیس استفاده می کنند. در این مدار، موقعی که ترانزیستور سوئیچ روشن است جریان آن از طریق یک مقاومت سری با منبع و یک مقاومت سری بین بیس ترانزیستور و مدار totem-pole عبور می کند. و یک خازن کوچک از مرتبه 50 تا 200 پیکوفاراد موازی با مقاومت بیس ترانزیستور قرار می گیرد. وظیفه این خازن افزایش سرعت سوئیچینگ ترانزیستور می باشد. نحوه کار بدین صورت است که در زمان روشن بودن ترانزیستور این خازن به حد کافی شارژ می شود، با صفر شدن ولتاژ ورودی (ولتاژ درایور)، این خازن به صورت یک ولتاژ منفی روی پیوند بیس-امیتر ظاهر می شود. و این عمل باعث می شود که بارهای ذخیره شده در پیوند بیس-امیتر با سرعت بالایی تخلیه شوند، در نتیجه سرعت خاموش شدن ترانزیستور بیشتر می شود. مقدار ولتاژ منفی ظاهر شده روی پیوند بیس-امیتر ترانزیستور نباید از حد مجاز بیشتر باشد. زیرا اعمال ولتاژ منفی زیاد باعث شکست پیوند شده و باعث خرابی ترانزیستور می شود.

شکل 2-5 مدارهای درایور بیس که مانع وارد شدن ترانزیستور به ناحیه اشباع می شوند.

 مقدار ولتاژ معمول برای این کار ماکزیمم 5- ولت می باشد. در درایورهای با کوپل ترانسفورمری هم از این روش ها برای افزایش سرعت خاموش شدن ترانزیستور استفاده می شود. در این روش ها نیز اگر از روش های پسیو برای خاموش کردن ترانزیستور در طرف اولیه ترانس استفاده شود، سرعت خاموش شدن ترانزیستور همچنان پایین خواهد بود. ولی استفاده از آرایش totem-pole در طرف اولیه ترانسفورمر سرعت سوئیچینگ را بالا خواهد برد.

مشخصات کلیدی ترانزیستور برای طراحی

از مشخصات کلیدی و مهم ترانزیستور که باید در فرآیند طراحی مورد بحث و بررسی قرار گیرد، زمان صعود (rise-time)، زمان نزول (fall-time) و زمان ذخیره سازی (storage-time) می باشد. مقادیر داده شده در یک برگه اطلاعات نوعی از آزمایش و روش تستی که در برگه اطلاعات مشخص شده بدست می آید. و مقادیر واقعی در یک منبع تغذیه بستگی زیادی به نحوه درایو کردن ترانزیستور دارد. از آن جایی که روش های تست در برگه اطلاعات مختلف برای ترانزیستورهای مختلف آنچنان باهم فرقی نمی کنند، در نتیجه مقادیر داده شده در برگه اطلاعات روش خوبی برای مقایسه سرعت ترانزیستورها با یکدیگر می باشد.

زمان صعود و نزول ترانزیستور

زمان صعود و نزول ترانزیستور توسط میزان سرعت شارژ و دشارژ شدن خازن بیس-امیتر توسط مدار درایور تعیین می شود. و ماکزیمم تلفات در ترانزیستور در این زمان ها اتفاق می افتد و همانطور که قبلا هم اشاره شد این تلفات هم تاثیر مستقیمی بر راندمان منبع تغذیه دارد.

زمان ذخیره ترانزیستور

و زمان ذخیره هم توسط میزان جریان اضافی بیس برای به اشباع بردن ترانزیستور، قبل از زمان خاموشی تعیین می شود. بار ذخیره شده در پیوند بیس-امیتر باعث می شود که بعد از برداشته شدن ولتاژ بیس، ترانزیستور همچنان در حالت روشن باقی بماند و بعد از گذشت یک زمان مشخصی ولتاژ کلکتور-امیتر آن شروع به تغییر می کند. بنابراین این مدت زمان را (مدت زمان بین برداشته شدن ولتاژ بیس ترانزیستور و شروع تغییرات در ولتاژ کلکتور-امیتر) زمان ذخیره ترانزیستور می نامند. با اینکه این زمان باعث تلفات آنچنانی در ترانزیستور نمی شود، ولی باعث می شود که منبع تغذیه به یک عرض پالس حداقل محدود شود. همچنین باعث ایجاد زمان مرده نیز می شود.

خرابی عمده ترانزیستورهای دو قطبی

دو نوع خرابی عمده برای ترانزیستورهای دو قطبی وجود دارد، که یکی از آن ها پدیده شکست بهمنی می باشد که در آن ولتاژ (V_ce(sus از حد مجاز تجاوز می کند و دیگری پدیده شکست دوم می باشد (شکل 3-5). شکست بهمنی زمانی اتفاق می افتد که ترانزیستور در حالت قطع باشد و یک ولتاژ نجومی و یا اسپایک وارد پایه کلکتور شود. مشکل شایع تر و پیچیده تر پدیده شکست ثانویه و ازدحام جریان می باشد.

شکل 3-5 مثالی از خراب های ازدهام جریان

این پدیده ها به ترتیب در مدت زمان روشن بودن و خاموش بودن ترانزیستور اتفاق می افتند. این ها پدیده ها، پدیده های وابسته به ولتاژ می باشند. که در اثر عبور جریان در حضور ولتاژهای نسبتا بالای کلکتور-امیتر رخ می دهند. در واقع در این حالت یک توان لحظه‌ای به طور غیریکنواخت روی سطح پیوند توزیع می شود. در مدت زمان روشن بودن ترانزیستور، گرادیان ولتاژ بیس-کلکتور باعث می شود که جریان کلکتور-امیتر در زیر لبه های لایه امیتر متمرکز شود. و در مدت زمان خاموش بودن ترانزیستور جریان در مرکز لایه امیتر متمرکز می شود. در هر دو حالت جریان متمرکز شده از یک مسیر عمودی عبور می کند که دارای افت ولتاژ زیادی در دو انتهای آن می باشد. این پدیده باعث می شود توان زیادی در یک لحظه و در مساحت کوچکی از لایه های ترانزیستور تلف شود. و همانطور که قبلا هم اشاره شد این توان به صورت یکنواخت روی امیتر توزیع نمی شود.

خرابی شکست دوم معمولا نزدیک پایه پیوند بیس اتفاق می افتد (شکل 4-5) و پدیده ازدحام جریان نیز در طرف مخالف پایه پیوند بیس اتفاق می افتد. چون این پدیده به صورت آنی اتفاق می افتد، در نتیجه ترانزیستور در اثر این اتفاق آنچنان گرم نمی شود و با لمس ترانزیستور مشاهده می شود که ترانزیستور خنک می باشد. جلوگیری از این وضعیت تقریبا اجتناب تاپذیر است. اما برای حداقل کردن این توان لحظه ای لازم است که ترانزیستور با حداکثر سرعت ممکن سوئیچ شود تا زمان لازم برای ایجاد توان کمتر شود. این کار با دو روش صورت می گیرد. اول این که ترانزیستور وارد ناحیه اشباع نشود (اندکی زیر حالت اشباع). این عمل باعث کاهش زمان ذخیره بیس و زمان نزول می شود. راه حل دوم این است که اگر ترانزیستور را وارد ناحیه اشباع کنیم، در این صورت در مدت زمان خاموشی ترانزیستور از ولتاژ منفی برای تخلیه بارها، روی پیوند بیس-امیتر استفاده کنیم.

شکل 4-5 دلیل فیزیکی شکست ثانویه

برای انتخاب ترانزیستور به نکات زیر توجه کنید:

1.  حتما از ترانزیستورهایی که برای کاربردهای سوئیچینگ ساخته شده اند استفاده کنید. ساختار این ترانزیستورها طوری است که جریان متمرکز یا انباشته شده را به صورت یکسان روی لایه توزیع می کنند. در نتیجه دماهای بالای ناشی از جمع شدگی جریان در یک نقطه کاهش می یابد.
2.  ترانزیستوری را انتخاب کنید که ولتاژ شکست آن 25درصد بالاتر از ماکزیمم ولتاژ روی کلکتور-امیتر باشد.

MOSFETهای قدرت

ماسفت های قدرت به سرعت در منابع تغذیه سوئیچینگ به عنوان سوئیچ قدرت سرعت بالا محبوبیت پیدا کردند. تکنولوژی ماسفت های قدرت در گذشته نه چندان دور پیشرفت چشمگیری داشته و عملکرد بهتر آنها از ترانزیستورهای دوقطبی قدرت سبقت گرفته است. سرعت سوئیچ ماسفت های قدرت 10 مرتبه بیشتر از ترانزیستورهای دو قطبی قدرت مشابه خود می باشد. ولتاژ اشباع ماسفت های قدرت در حد ترانزیستور های قدرت می باشد. همه این عوامل باعث می شود که ماسفت های قدرت انتخاب بهتری برای منابع تغذیه سوئیچینگ باشند.

درایور گیت ماسفت

ماسفت های قدرت قطعاتی با گیت ایزوله شده و کنترل شده با ولتاژ می باشند. این به این معنی است که برای درایو کردن گیت ماسفت ها نیاز به جریان خیلی پایینی می باشد. برای به اشباع بردن ماسفت، ولتاژ گیت آنها برای اغلب ماسفت های قدرت باید به مقدار 10 ولت برسد. گیت یک ماسفت را می توان از دید یک خازن نگاه کرد که بین پایه های گیت و سورس قرار گرفته است و مقدار نوعی آن بین 900 تا 2000 پیکوفاراد می باشد.

این به این معنی است که درایور گیت ماسفت باید از نوع pull-up/down و امپدانس پایینی داشته باشد مانند درایور totem-pole (شکل 5-5). همچنین درایور totem-pole باید یک تغذیه ثابت و پایداری جهت شارژ و دشارژ کردن خازن ماسفت با جریان نسبتا بالا را داشته باشد. و ولتاژ خروجی این درایور باید در حد ولتاژ لازم جهت سوئیچ کردن ماسفت باشد. با چنین درایوری می توان به سرعت سوئیچ 30 الی 50 نانوثانیه بدون ایجاد دردسر رسید. در بعضی مواقع ممکن است ناچار شویم سرعت سوئیچینگ را کاهش دهیم. در چنین حالاتی یک مقاومت محدود کننده جریان با گیت ماسفت سری می کنند. این روش طراح را قادر میکند که کنترل بهتری روی سرعت سوئیچینگ واقعی داشته باشد. معمولا دوره زمانی سوئیچینگ نباید بیشتر از یک میکروثانیه باشد. زیرا در این حالات تلفات سوئیچینگ افزایش یافته و باعث ایجاد گرمای اضافی روی ماسفت می شود.

شکل 5-5 مدارهای درایور گیت ماسفت

ساختار فیزیکی ماسفت آن را در کاربردهای منابع تغذیه سوئیچینگ متفاوت تر می کند. و طراح از این بابت خیالش راحت است که ماسفت ها مانند ترانزیستورهای دو قطبی، مشکلات شکست ثانویه و پدیده ازدحام جریان را ندارند. با اینکه تلفات سوئیچینگ هنوز باعث ایجاد گرما روی ماسفت می شود، اما تمرکز جریان در یک نقطه وجود ندارد. این باعث می شود که محدوده عملکرد سالم بایاس معکوس (RBSOA) و همچنین CSOA ماسفت از توان دوم باشد.

اثر خازنی میلر

یک نقطه حائز اهمیت برای طراح این است که امپدانس درایور نباید بیشتر از 200 اهم تجاوز کند. این شرط نه تنها برای بالا بردن سرعت سوئیچینگ ضروری است، بلکه برای غلبه بر اثر خازنی میلر نیز ضروری می باشد. خازن میلر یک خازن معادل کوچک 80 الی 100 پیکوفارادی بین گیت و درین می باشد. با اینکه مقدار این خازن کوچک است، ولی افت ولتاژ دو سر آن خیلی بزرگ می باشد ( بار ذخیره شده در آن در حد چندین میلی کولن می باشد). هنگامی که ماسفت روشن یا خاموش می شود، خازن میلر ولتاژهای گذرای روی درین را مستقیما به گیت منتقل می کند. بنابراین در درایورهایی که امپدانس بالایی دارند، با رسیدن به ولتاژ آستانه ماسفت، این عمل باعث ایجاد نوسان خواهد شد. با اینکه این عمل برای ماسفت مهلک آور نیست، ولی بشدت توان تلفاتی روی ماسفت را افزایش می دهد. با وجود این در درایورهایی که امپدانس خروجی آنها در حد مجاز می باشد، نیز در شکل موج ولتاژ گیت حالت های گذرا در لبه ها دیده می شود.

مدها و دلایل خرابی ماسفت های قدرت

با این که ماسفت های قدرت جهت سوئیچ کردن با فرکانس بالا در منابع سوئیچینگ انتخاب بهتری نسبت به ترانزیستورهای قدرت دو قطبی می باشند، برای طراحی منبع تغذیه قابل اطمینان و پایدار دلیل خراب آن ها نیز باید بررسی شود. مدها و دلایل خرابی زیر به ترتیب اولویت‌شان لیست شده‌اند.

شکست بهمنی

1 – شکست بهمنی: این مد خرابی موقعی که ولتاژ درین-سورس از حد مجاز ولتاژ شکست در حالت خاموش بودن ماسفت و یا در حال خاموش شدن آن تجاوز کند، اتفاق می افتد. دلیل اصلی به وجود آمدن این مشکل سلف های پراکنده و نشتی ناشی از سیم پیچ اولیه ترانسفورمر می باشد، که در آنها از یکسوکننده های کند با زمان بازیابی مستقیم (T_rr) پایین استفاده شده است. این مشکل در اثر ولتاژهای اسپایک به وجود آمده در درین ماسفت در هنگام خاموش شدن ماسفت (زمان نزول) اتفاق می افتد. در ماسفت های معمولی این مشکل ناشی از ترانزیستور انگلی ( که بخشی از دیو انگلی می باشد) به وجود می آید. موقعی که حالت بهمنی اتفاق می افتد، ممکن است ترانزیستور انگلی میزان شکست بهمنی پایین تری نسبت به خود ماسفت از خود نشان دهد. این به این معنی است که اگر ولتاژ ورودی بیشتر از ولتاژ شکست بهمنی ترانزیستور انگلی باشد، ماسفت در معرض خرابی خواهد بود. در ماسفت های اصلاح شده (ruggedized MOSFETs) ولتاژ شکست بهمنی ترانزیستور انگل به میزان بالاتر از ولتاژ شکست بهمنی ماسفت بهینه شده است.

کاهش اثر اسپایک ها

برای کاهش اثر این اسپایک ها، بهتر است فاصله بین حلقه های سیم پیچ ترانسفورمر خیلی نزدیکتر به هم باشند و همچنین از دیودهای با سرعت بالا در سمت ثانویه استفاده شود. اگر باز با انجام دادن اینها به نتیجه مطلوب نرسیدیم باید از اسنابرها و مدارهای مهار کننده (بعدا شرح داده می شود) استفاده کنیم. دومین عامل ایجاد این اسپایک ها و ولتاژهای هجومی، شبکه ورودی منبع تغذیه می باشد. و بهترین راه حل برای کاهش این ولتاژها، استفاده از مهارکننده ها قبل از فیلتر RFI در شبکه ورودی می باشد.

کموتاسیون دیود ذاتی

2 – کموتاسیون دیود ذاتی (commutation of the intrinsic diode): برخی از تولید کنندگان ماسفت های قدرت، همان میزان جریان عبوری از دیود و نرخ سرعت قطع و وصل آن را در مقایسه با خود ماسفت ندارند. بنابراین موقعی که یک جریان از دیود ذاتی عبور می کند، مشکلاتی را به وجود می آورد. اول از همه، برای برخی از دیودها زمان خاموش شدن آنها بسیار طولانی می باشد (شکل 6-5). بنابراین باعث به وجود آمدن تلفات اضافی در داخل ماسفت می گردند. بنابراین طراح برای طراحی گرماگیر برای ماسفت، تلفات این دیود را نیز باید در نظر بگیرد. این یکی از عواملی است که به راحتی نادیده گرفته می شود. و می تواند منجر به تلفات بیش از حد در ماسفت شود. اگر دیود زمان بازیابی معکوس پایینی داشته باشد، ممکن است در مدار یک ماسفت دیگری روشن شده باشد. در این صورت یک جریان معکوس خیلی بالایی از دیود عبور می کند و باعث ایجاد اتصال کوتاه شبکه ورودی به زمین می شود. این جریان لحظه‌ای بزرگ منجر به آسیب دیدن ماسفت می شود. این مشکل عمدتا در توپولوژی های نیم-پل و تمام-پل اتفاق می افتد. راه حل این مشکل اضافه کردن دو دیود سرعت بالا به هر یک از ماسفت ها می باشد. اولین دیود به صورت سری با درین ماسفت قرار می گیرد و با خاموش شدن ماسفت این دیود نیز خاموش شده و مانع عبور جریان از دیود ذاتی می شود. و دومین دیود نیز موازی با دیود اول و ماسفت قرار می گیرد و وظایف دیود ذاتی را انجام می دهد.

شکل6-5

درایور گیت با امپدانس بالا

3 – درایور گیت با امپدانس بالا: اگر امپدانس راه انداز گیت بالا باشد، در این صورت خازن میلر قادر خواهد بود انرژی کافی برای گیت کوپل کند. و باعث پرش های ناگهانی در لبه های بالا رونده و پایین رونده سیگنال گیت شود. به عبارتی دیگر، FET در هر حالت گذرا (پرش های ناگهانی) شروع به نوسان خواهد کرد و این باعث خواهد شد میزان تلفات توان در ماسفت بیشتر شود. امپدانس مدار راه انداز گیت در منابع تغذیه سوئیچینگ (15KHz<( باید کوچکتر از 200 اهم باشد.

تلفات توان بیش از حد

4 – تلفات توان بیش از حد (overdissipation): این اتفاق زمانی می افتد که طراح تمام تلفاتی را که در داخل ماسفت تلف می شود، در نظر نگیرد. جریان ها و ولتاژهای ماسفت باید توسط پروب های جریان و ولتاژ اسلوسکوپ اندازه گیری شوند. و سپس از روی گراف های بدست آمده ولتاژ و جریان، برای محاسبه توان تلفاتی در ماسفت استفاده می شود. تلفات در ماسفت شامل تلفات اشباع، تلفات سوئیچینگ و تلفات دیود داخلی ماسفت می باشد. اگر طراح یکی از این تلفات را در نظر نگیرد، ممکن است بعدا دچار مشکل شود. و سپس از روی این تلفات باید گرماگیر مناسب برای ماسفت طراحی شود.

ماسفت های منطقی

از انواع دیگر ماسفت ها که گاها در منابع تغذیه سوئیچینگ به کار می روند، ماسفت های منطقی ( logic-level MOSFETs) و ماسفت های دارای حسگر جریان (current-sensing MOSFETs) می باشند. خروجی ماسفت های منطقی با سطح ولتاژ 5 ولت به جای 10 ولت در گیت-سورس به حالت اشباع می روند. این باعث می شود که مدارهای منطقی و دیجیتال و یا مدارهای دیگری که با سطح ولتاژ 5 ولت کار میکنند قادر به سوئیچ کردن جریان های بالا توسط این ماسفت ها شوند. تنها نقطه ضعف این ماسفت ها در رابطه با کاربرد آن ها در منابع تغذیه سوئیچینگ این است که ظرفیت خازن گیت-سورس آنها دو برابر ماسفت های معمولی می باشد. بنابراین درایو کردن این ماسفت ها سخت تر از ماسفت های معمولی می باشد.

ماسفت های دارای حسگر جریان

ماسفت های دارای حسگر جریان (شکل7-5)، یک جریان آینه در داخل ماسفت درست می کنند. مقدار این جریان آینه دقیقا متناسب با جریان گذرنده از درین-سورس ماسفت می باشد. اما میزان این جریان خیلی پایین تر از جریان درین می باشد. بنابراین طراح با اندازه گیری این جریان می تواند جریان بار را محاسبه کند (با تلفات پایین). همچنین استفاده از این ماسفت ها به صرفه تر از روش های دیگر برای اندازه گیری جریان بار می باشد. برای انجام این کار دو پایه دیگر در ماسفت در نظر گرفته شده است: پایه آینه که جریان آینه از آن عبور می کند و پایه کلوین که یک پایه اتصال با نویز کم می باشد. جریان آینه با گذاشتن یک مقاومت کوچک بین پایه های آینه و کلوین به ولتاژ تبدیل می شود و سپس این ولتاژ به مدار کنترل اعمال می شود. مقدار مقاومت حسگر جریان نباید بیشتر از 200 اهم تجاوز کند زیرا در غیر این صورت گرمای تولید شده در ماسفت در مقاومت اثر کرده و باعث بروز اشتباه و خطا در اندازه گیری می شود.

شکل 7-5 مقایسه تکنیک های حسگر جریان با مقاومتی

قسمت سوئیچ های قدرت به پایان رسید در جلسه بعدی به دیود‌های به کار رفته در منابع‌تغذیه‌سوئیچینگ می پردازیم.ادامه جلسات را در لینک های زیر یا اینجا مطالعه کنید.

 

اگر این نوشته‌ برایتان مفید بود لطفا کامنت بنویسید.

مطالعه دیگر جلسات این آموزش

<< جلسه قبلی                    جلسه بعدی >>